本文利用了上一篇文章未简化的称重传感器SPICE模型的多个实例。它为多称重传感器系统提供了一个模拟前端电路，在该系统中，所有称重传感器的输出必须进行组合和放大，并且可用于单轨和双轨应用。给出的示例将是四个称重传感器的组合，例如在秤的平台的四个角，平面重心定位器或位置跟踪器中。
将提供三种主要的电路变体；没有校准和固定增益的简单版本，允许以固定增益手动对称重传感器进行单独校准的版本，以及允许对称重传感器和增益进行全自动数字化单独校准的版本。
这种电路的最大优势在于校准过程，当使用便宜，匹配不良的称重传感器时，可以大大提高系统性能。基本思想是，由于使用模拟前端增加了额外部件的额外成本以及开发和执行校准过程的额外精力，使用较便宜的称重传感器（可以是最昂贵的称重传感器）可以节省大量成本。整个系统的组成部分。
给出的电路和仿真旨在提供此类电路的模板，而不是针对任何特定情况的特定解决方案或完整BOM。这样，示例被设计为尽可能广泛地适用。显然，所有电路中都没有用于减轻噪声的任何类型的滤波或其他组件。作为通用电路，由于必要的频率响应和降噪固有地针对某个应用，因此只能讨论一些基本建议和最佳实践。
提供的几乎所有模拟都使用Measurement Specialties FX1901-0001-0100-L的称重传感器参数 1，并在相应部分中注明了任何特定的假设或偏差。
当称重传感器完全匹配时
如果可以假设系统中使用的称重传感器在电压输出和阻抗方面始终能够很好地匹配，则该问题要简单得多，但是这样的称重传感器比可能要昂贵得多。通常是现成的。在LTspice仿真中，可以对四个匹配良好（实际上完全匹配）的称重传感器进行建模，如下所示，包括双+/- 5V电源轨作为激励电压。
因此，我们从基本问题开始，即如何进行合并（相加？求平均值？）并放大四个称重传感器的差分输出信号。可以说，最直接的方法是使用四个缓冲的精密差分输入放大器，最有可能是非常昂贵的仪表放大器（或一个或两个带有数字控制的差分路径多路复用器前端），每个单元一个，然后连接所有的输出到ADC输入，并将它们组合在数字领域。但是，这是一篇有关“模拟位”的文章，因此自然地，目标是让模拟电路在转换到数字领域之前尽可能多地处理这种情况。这可能意味着运算放大器电路，这会使模拟工程师微笑，而其他大多数人都会畏缩。
另外，由于目的是精确地测量和放大小（可能非常小）的电压，因此将特别需要使用精密运算放大器。重复此操作以进一步强调，因为必须了解，将任何旧的运算放大器用于此类任务是不明智的，而且在许多情况下是行不通的，这一点很重要。需要使用精密的运算放大器。精密运算放大器专为具有低输入失调电压和低输入偏置电流的直流增益精度而设计。
以此为目标，完成合并的方法是什么？因为要处理的电压很小，所以最好将它们相加然后放大，是吗？
了解为什么不使用运算放大器电压加法器
至少在一开始，这似乎是一个非常合理的起点，但是这里将要演示和讨论的是这种方法的局限性和弊端。
需要解决的第一个问题是称重传感器的输出电压本质上是差分的，这很适合前面提到的仪表放大器解决方案。但是，通过一些巧妙的技巧，就有可能找到使用更便宜（相对而言）的精密运算放大器的解决方案。
对于称重传感器输出匹配良好且差分约为GND的双轨情况，请考虑将所有正信号输出与求和放大器（电压加法器）相加，将所有负信号输出与另一个求和放大器相加的想法，然后取组合的正输出，然后用差动放大器（电压减法器）减去组合的负输出。增益可以由求和放大器，差动放大器或两者提供（我在下面展示了一个版本，下面两个都用于演示）。由于至少需要三个具有+/- 5V双轨能力的精密运算放大器，因此选择了LT6005四通道，精密轨至轨运算放大器。
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上面的电路在每个求和放大器中具有5/4的增益，但是由于要对四个相等的电压求和，因此有效地变为5的增益。差动放大器也具有5的增益，因此使总增益5乘以5总共25个。对于20 mV / V的称重传感器输出，总激励电压为10伏，总增益为25，当所有四个称重传感器都达到最大负载时，这将提供5V的正输出。并非如此，它大约短了500 mV。
所以有什么问题？为什么它不能在满负载时提供5V的全电压（或接近运放输出所允许的水平）？
缺乏缓冲
这里的第一个问题是求和放大器，它是一种反相运算放大器电路，不能为称重传感器的输出信号提供高阻抗缓冲器。这是因为反相运算放大器电路具有一条信号路径，该信号路径是从其输入到通过反馈电阻的放大器负输入附近的输出。从每个称重传感器的角度来看，其差分输出阻抗的一半仅与每个10 kOhm的输入电阻串联，因此会使求和放大器电路的实际增益产生偏差。
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实际上，如果缓冲不是问题，从技术上讲，可以将单个运算放大器用于差分求和与差分放大器的组合电路，但不幸的是，缓冲也不能正常使用。在下面的这种情况下，总的电路增益实际上是4乘以6（总和等于4个相等的称重传感器，放大器增益为6），总共为24，因此，满载时的预期输出为4.8V，即使有很多在电路中使用较大的电阻（即更好的缓冲）时，仍然存在超过50 mV的误差。
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如果使用兆欧范围的电阻器是合理的，那会很好，但是对于实际的放大器电路，由于诸如输入偏置电流和其他噪声等因素引起的误差，这通常是不合理的（即使SPICE表示可以，不要在没有实际尝试的情况下相信它）。还要注意，原始电路在单轨应用中不能很好地工作（后者可以，但是要点是没有意义的，因为仍然存在缓冲问题）。为了使原始电路能与单根电源一起工作，必须以相同的方式将负输出和正输出相加。但是，两者的共模电压都约为单轨激励电压的一半。这意味着运放将需要其单电源轨大于称重传感器激励电压的两倍（1/2乘以4）才能提供适当的输出。这当然不是不可能的，但是给这个系统带来了不便，除非系统中已经可以自由使用这样的电压（同样由于缓冲问题，这个问题还没有解决）。
因此，如果这不起作用，还有什么解决方案可以适当地缓冲，而又不必担心运算放大器的电压轨比单轨情况下的称重传感器高呢？
改用运算放大器平均电压
相对于电压加法器，电压平均器无疑是鲜为人知的运算放大器电路。这实际上是本文所说的同相求和放大器的特例（就我个人而言，我将其称为同相加权平均放大器，在我看来在数学上更准确）。
尽管乍看之下来自前一篇链接文章的代数非常混乱，但在这里使用的特殊情况下，所有输入电阻的值相等，实际上所有输入均在正运算放大器输入处平均（加权相同）在应用任何收益之前。在这些第一个示例中，实际上没有应用增益（增益为1），因此它们的行为就像简单的电压跟随器。
对于双轨应用
称重传感器输出电压本质上是差分的问题，可以通过与故障加法器电路几乎相同的方式解决，一个运放处理正称重传感器输出，另一个运放处理负称重传感器输出，另一个用于差动放大器。再次使用LT6005四通道，精密，轨至轨运算放大器。当处理阻抗极大不匹配的称重传感器时，与每个称重传感器输出串联的电阻将在以后变得更加重要，但是现在就理所当然地认为它们应该在那里。这次将差动放大器的增益设置为25，这也是总增益，因为电压平均器的增益为1。
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在前面的电压加法器故障示例中，所有称重传感器均被均匀加载，以表明在理想情况下电路甚至无法正常工作，但是在这种情况下，很方便地表明，不仅电路可以工作，而且在称重传感器工作时也可以工作它们的负载有很大的变化（例如，当施加的力远离秤的平台中心时）。如下所示配置模拟，使称重传感器分别为10、30、70和90磅，总和为200磅，则应提供2.5V的输出电压。
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确实可以，只不过是mV的关断。
对于单轨应用
这是采用这种平均电压方法实现称重传感器输出组合的另一个非常好的好处。它实际上也可以在单电源轨上工作（假设所选的运算放大器当然可以使用它），除了调整差动放大器增益以适应激励电压的差之外，无需进行其他电路更改。在这里，从双+/- 5V轨变为单+ 5V轨（电压的一半），差动放大器增益加倍，可以得到几乎完全相同的结果。
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请注意，SPICE仿真对电阻值没有像在现实世界中那样有任何容差，因此建议使用匹配的电阻器阵列而不是单个电阻器来提高此类电路的精度，以确保这种电路的准确性。例如，在上述电路中，八个10 kOhm输入电阻可以由单个Y1103TR-ND阵列提供，四个差动放大器电阻可以由单个541-3100-2-ND阵列提供。可以理解，对于精度而言，阵列电阻器彼此之间的实际匹配远比其绝对电阻容限更为重要。
当称重传感器不匹配时
如果系统中使用的称重传感器在电压输出和阻抗方面的匹配性较差，则解决该问题将更为复杂，但是此类称重传感器更便宜并且易于直接购买。请注意，从那时起，即使仅显示了单轨示例，也像之前一样适用于双轨。在LTspice仿真中，可以对四个不良匹配的称重传感器进行建模，如下所示，包括用于激励电压的单个5V电源轨和与每个称重传感器的每个正激励引线串联的电位计。请注意，现在所有Ro和Rs值在电路中都是微分的，并且针对每个称重传感器与Vfsos一起单独设置，并且这些值变化+/- 20％。
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使用微调电位器进行手动校准
通过上面所示的微调电位器在每个称重传感器的每个正激励引线中进行校准的基本思想是将激励电压分压到一个水平，以便可以通过以下方式实现后续的差分输出电压（mV / V Vfsos）：根据其数据表的额定值来确定单个称重传感器。
上面显示的电位器值被设置为为每个称重传感器提供相等的16 mV / V的差分输出电压匹配，并且最佳使用的电位器是多匝微调电位器，当手动调节时，它可以提供一定程度的精度，例如987-1809-2-ND。该模拟假设电位计可以降低到零欧姆（数据表中最大为2欧姆），并且可以实现1欧姆的调谐分辨率，这可能无法反映实际情况，但是在这种情况下，这只是为了证明电路的概念演示，并且数学运算很方便，可以很好且均匀地进行计算（或者无论如何只要1 Ohm分辨率都可以均匀地进行计算）。
与之前成功演示的匹配良好的称重传感器相比，此处进行了一些其他的电路更改。
由于以后只会显示低压单轨情况，因此，甚至使用了更高性能的LTC2052四通道，精密，轨至轨，零漂移（斩波稳定）运算放大器。
称重传感器信号输出的输入电阻已增加到100 kOhm（例如Y1104TR-ND），以更好地淹没各个称重传感器之间的阻抗变化（以下进一步说明）。
额外的非常少量的增益（因为它必须非常小，下面还将进一步说明）已添加到两个电压平均器级（可以通过单个541-3088-2-ND来实现）。
为了方便仿真，还包括一种断开称重传感器信号输出的机制，因此可以更轻松地对称重传感器进行单独校准（这可能是真实的，下面还将作进一步说明）。
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如上所述，输入电阻器从10 kOhm增加到100 kOhm，因此任何一个称重传感器相对于另一个称重传感器的电阻变化都远小于输入电阻器。这提供了称重传感器彼此之间的一些非常简单的阻抗匹配。例如，在上述模拟的称重传感器的标称差分输出阻抗为+/- 20％的情况下，一半的输出阻抗-20％和一半的输出阻抗+ 20％之差（即最坏的情况） ）为440欧姆，小于每个标称100 kOhm输入电阻的0.5％。这一点很重要，因为阻抗的任何不匹配都会使结果偏离均等的平均电路，并且使某些称重传感器的平均权重高于其他称重传感器。请注意，将输入电阻器设置得过高实际上会产生不利影响，因为它们不仅会在电路中引入噪声，而且还会在电路中引入直流误差，这取决于运算放大器的输入偏置电流。在这里，对于LTC2052的最大输入偏置电流为+/- 150 pA，并具有四个并联的100 kOhm电阻器，对于3.75 uV，最大误差为150 pA乘以25 kOhm，因此非常低。通过滤波充分限制带宽（将在稍后讨论，并且取决于应用），电阻器引入的热噪声可以保持在相似的非常低的单位uV范围内。
运算放大器平均器输入级中包含的非常少的增益使其增益约为5/4（而不是1）。这是为了证明可以根据需要进行的演示，并且因为它使整体固定实部541-3088-2-ND和541-3100-2-ND的电路增益非常接近所需的增益（约51.25）。不过，这里有一个非常大的警告。平均器级的增益必须始终小于2，足以使平均输入电压乘以增益不超过运算放大器的输出电压限制（或差动放大器级的输入限制） ，并且重要的是要记住，对于单轨系统，在所有称重传感器信号输出中都有很大的直流共模电压（约为激励电压的一半）。
校准单个称重传感器时，严格要在模拟中添加八个电压控制开关及其相关的上拉电阻，但是根据系统设计目标，物理电路中实际上可能存在实现相同功能的功能，例如四个的FSA1257AL8XTR-ND，一个用于每一对测力传感器的信号输出。在仿真中，它们的接线方式使得它们都可以同时打开或关闭，但是如果需要的话（也可以使用平面重心定位器或位置跟踪器应用来对它们进行单独控制）。
通过微调电位器在校准过程中的测量可以通过多种方式完成，但是这里提出了最简单的方法。
向系统施加已知重量，其平面重心位于平台中心。
执行以下操作之一，其中系统中的断开连接可以直接通过连接器，有效地通过跳线放置或开关设置或有效地通过数字开关断开：
断开所有四对（信号+/-）称重传感器的输出。
或者断开除一对称重传感器输出以外的所有输出。
使用经过校准的精密电压表执行以下操作之一：
在断开所有单元的情况下，测量每个信号输出的每个差分对，并调整每个微调电位器，以实现所需的重量减轻的差分输出。
或者，当每个称重传感器的信号输出单独连接并测量每个微调电位器以达到理想的重量输出电压时，测量电路的最终Vout。
或执行与b相同的操作，但不要使用电压表，而应使用系统的内部测量，大概是通过ADC和微控制器。
同时重新连接所有称重传感器，并确认校准砝码的测量值没有明显变化。
秤的可选选项：在系统平台上移动施加的重量的平面重心，并确认测量值没有明显变化。
对于平面重心定位器或位置跟踪器：验证系统是否可以按要求的精度测量这些东西。
请注意，平面重心定位器或位置跟踪器选件要求系统能够单独测量每个称重传感器的输出（例如，使用四个微控制器GPIO和四个FSA1257AL8XTR-ND），以便可以使用所有输出来完成必要的三角测量。确定在系统平台上的位置。还要注意，上述步骤2和3的b和c选项是最好的，因为校准是在整个系统结果上进行的，并且使用较大的电压，易于测量且误差较低。
由于很容易在SPICE中精确测量较小的差分输出电压，因此在仿真的上述步骤2和3中使用了选项a，结果仍然可以像以前一样工作。
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使用数字电位计和变阻器进行自动校准
相反，可以通过数字变阻器来实现通过微调电位器在每个称重传感器的每个正激励引线中进行手动校准的相同基本思想。同样，目标是将激励电压降低到一定水平，以使后续的差分输出电压（mV / V Vfsos）可以通过单个称重传感器根据其数据表额定值的任何变化来实现。与以前的带有固定增益电路的手动称重传感器校准不同，mV / V Vfsos根据使用的称重传感器的最坏情况预期，选择用于匹配的产品可能是生产产品的所有单元的静态数，或者如果实施的增益校准始终只是将其他三个称重传感器调低，则对于所构建的每个单元而言，它可能是不同的到哪个称重传感器自然读数最低。后者仅在这种情况下有效，因为可以相应地调整增益以匹配。
如果使用四个AD5174BCPZ-10-RL7TR-ND，10 kOhm，1024抽头变阻器，并且在最坏的情况下最大，则如下所示的变阻器设置可为每个称重传感器提供15 mV / V的相等差分输出电压匹配（根据数据表） ）值用于其抽头电阻和总电阻容差。所述AD5174BCPZ -10- RL7TR-ND也SPI总线控制和非易失性的，这也方便用于保持功率周期之间的校准，而不需要其他人做任何事情的系统。
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低抽头电阻是可取的，因为它有效地设置了变阻器可以达到的最小电阻，而10s的Ohms可能是许多额外的不可避免的电阻，不希望地将激励电压分配给类似350 Ohm的称重传感器（稍后将进行演示）。只要没有太多的电阻可以将低电压分压即可，那么总电阻本身就不重要。但是，在相同数量的可用数字变阻器抽头设置下，随着总电阻的增加，有效的调谐分辨率会降低。因此，对于给定的应用，所使用的数字变阻器必须具有足够低的抽头电阻，足够高的总电阻以及足够的调谐分辨率。该AD5174BCPZ-10 RL7TR-ND选择它是因为它是一款非常高端的数字变阻器，其抽头电阻非常低（最大70欧姆），标称值为10 kOhm，但总电阻为+/- 15％（即使对于像FX1901-0001-0100-L这样的高阻抗称重传感器也足够了） 1）和出色的调谐分辨率，尽管通过1024个可用抽头设置获得了较高的总电阻（可承受约10欧姆的调谐分辨率）。SPICE仿真包括70欧姆的抽头电阻和11.5 kOhm（10 kOhm + 15％）的总电阻，为最小电阻和调谐分辨率提供了最坏的情况。
与先前成功演示的不匹配称重传感器（通过手动校准）相比，此处进行了一些其他电路更改。
通过再次使它们成为电压跟随器，消除了平均器级增益（增益为1）。
断开称重传感器信号输出的机制可以通过GPIO以成对的方式将其连接/断开（实际上仍然可以使用四个FSA1257AL8XTR-ND）。
差动放大器级的固定电阻已被两个数字电位计所取代（以下进一步说明）。
增加了一个附加的同相增益级，其增益也可以通过数字电位计控制（下面进一步解释）。
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出于多种原因，在差分放大器级使用两个电位器非常好。由于实际上只是比例很重要，即使正负极之间的总电阻值匹配也不重要，因此只要两个电位计都设置为相同的值，准确的电阻值和容差就相对不重要。由于抽头电阻仅与正负运算放大器输入串联，因此抽头电阻实际上并不重要。实际上，只要两侧与抽头之间的标称电阻匹配准确，该比率也将同样准确，这甚至不需要花费特别昂贵的电位计。例如单个MCP4341T-103E / ML-ND四方，10 kOhm，129抽头，电位计可用于差动放大器电位计和下一个同相增益级电位计。不要为129抽头数感到困惑，通过7位有128个数字设置，但也要注意，由于增益小于1永远是不希望的，所以只有一半的设置可用于差动放大器级（它们都可用于同相阶段）。所述MCP4341T-103E / ML-ND也SPI总线控制和非易失性的（相同AD5174BCPZ -10- RL7TR-ND），它也方便用于保持功率周期之间的校准，而不需要其他人做任何事情的系统。
增加的同相放大器增益级是可选的，但是由于第四个运算放大器易于与系统的其他三个放大器使用相同的封装（假设是一个四运算放大器），因此增加了灵活性，几乎不需要增加任何单元成本（需要额外的电位计的额外成本）。从对称和噪声的角度来看，实际上可能更有意义，并且最终最终更好的系统精度是使这另一个差动放大器级（如果使用四极电位器，则可以使用另一个未使用的电位计），恰好将负极连接到GND。。该考虑在噪声和热电效应误差考虑部分中作了详细说明，但它的缺点是，如前所述，将可能的增益设置的数量限制为抽头数量的一半。这里的仿真仅使用基本的同相放大器级，而差动放大器级增益越高，则噪声和热电效应引起的误差对于同相放大器级的误差就越小。该第二增益级在需要放大非常小的电压输出称重传感器（例如2 mV / V Vfsos型传感器）的系统中特别有用。
由于这次的仿真是将每个失配的称重传感器校准至低至15 mV / V Vfsos的输出，并且有两个增益级，因此问题就变成了所需的最大输出电压，而当所有称重传感器处于最大容量。坦白说，我很懒（在这种情况下，这是一种很好的工程懒），所以我在Perl中编写了一个快速脚本，根据程序顶部输入的参数来解决这个问题。它在下面以及下载，但即使您不使用或不想安装Perl，也不是很难用任何合理的语言来重新创建Perl的东西。
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出于噪声和热电效应的考虑，最好在差动放大器级中增加尽可能多的增益，但是在模拟情况下，这种情况不能解决问题，因此差动放大器和同相放大器的电位器设置选择为16和14（分别如上电路中Pset1和Pset2所示）在额定负载下提供正好为4.8V的标称输出。与之前一样，如果总负载为200磅，不平衡负载分别为10磅，30磅，70磅和90磅，则输出应为该电压的一半，即2.4V，并且足够可靠。
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公认地选择了15 mV / V和4.8V的最大输出电压，以在特定的称重传感器失配并提供数字变阻器的调谐分辨率的情况下使该工作接近完美。不幸的是，在现实世界中有更多非理想的影响需要考虑。另外，对于LTC2052运算放大器，4.8V的最大输出是一个更为保守的数字（数据表从2kOhm的输出负载的最坏情况下的正轨得出150mV的数据）。
本节的标题中提到了使用数字控制的变阻器和电位计进行称重传感器匹配和增益调节的另一大优势。如果需要定期重新校准，则可以在生产线的末端，现场进行完全自动化的校准，也可以同时进行。所需要做的就是一个已知的权重，该权重可以集中在系统的负载平台上（在某些情况下，这实际上可能只是平台或整个产品的固有权重），以及一种可以用许多不同方式编写的程序化校准算法。可以根据系统的复杂性手动，自动或同时启动两种校准。当然，如果制造产品的公司的商业模式依赖于昂贵的产品，那么全自动校准将不是一个好主意，
超低电压低负载单元阻抗挑战
公认的是，该电路面临着超低压低负荷传感器阻抗应用的挑战。它确实可以更好地工作于更高的阻抗，更高的输出电压，但与较便宜的称重传感器（如先前模拟的FX1901-0001-0100-L）的匹配性较差 1。不过，超低压应用程序可以正常工作……至少在理论上，在SPICE仿真中，要进行真实世界的证明需要进行真实世界的测试（尽管这是不言而喻的）。这里，在最坏情况下的测试中，将使用单个3.3V电压轨，并且对于虚构的称重传感器做出了一些相当荒谬的假设。它将具有350 Ohm的输出阻抗，2 mV / V Vfsos输出，以及阻抗和输出电压的+/- 20％容差。这对于该电压和阻抗来说确实是很差的容忍度，希望没有制造商能制造出这样的称重传感器，但是它将为电路的SPICE仿真提供良好的理论上最坏情况的测试。同样，在下面的仿真中，通过将补偿电阻都设为1 mOhm，有效地消除了这些补偿电阻，并且变阻器被设置为尝试校准为通用Vfsos为1.2 mV / V。是的，1.2 mV / V绝对低（特别是对于3.3V单轨），但是如果称重传感器的阻抗为-20％，则为280 Ohms，而变阻器的最坏情况最小值为70 Ohms（这就是为什么一个具有低抽头电阻的数字变阻器非常重要），分压表示1.28 mV / V是最坏的情况，即预期的最小值，并且称重传感器必须与之匹配或更低，因此为1.2 mV / V。
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除了调整电位器以获得不同（更高）的增益外，这里没有其他电路更改。同样，以前的Perl脚本用于帮助确定最佳电位计设置，顶部的参数已更改，如单个3.3V电源轨，1.2 mV / V Vfsos和所需的最大输出电压3.15V（电源轨）所示。对于LTC2052运算放大器，则为150mV以下）。
剩下的设置没有太多选择。
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因此，差动放大器的电位器设置为4（Pset1），同相放大器的电位器设置为5（Pset2），总增益几乎为800（接近60 dB），最终目标最大输出电压约为3.143V。
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对于相同的非常不平衡的200 lb总负载条件，仿真再次非常接近地进行。
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像这样的超低压低称重传感器阻抗应用的第一个真正的困难来自称重传感器的调整。由于最小抽头电阻与抽头电阻引起的称重传感器阻抗相比可能相对较高，因此即使对于非常高端的数字变阻器，也可以使用较少的电压。此外，即使变阻器调谐分辨率相同，变阻器抽头设置中的每一位数字变化都导致变阻器与称重传感器之间的分压中增加/减去了更多的电压，从而有效地提高了精确调节的难度。
这样的超低压应用的另一个真正困难在SPICE仿真中根本没有表现出来。即，由噪声和热电效应引起的误差。
噪声和热电效应误差注意事项
为了帮助理解这些问题的基本原理，吉时利应用指南200号很好地，简洁地用一些简单的实际数字对它们进行了解释。另外，电阻器引入了许多在线热噪声计算器（约翰逊噪声）。可以并且已经写过关于这些主题的书，以及许多文章和应用笔记（这是一个有关噪声的很好且相关的示例），因此本节试图将其范围限制为如何在给定电路中最大程度地减少它们。 。要实现此目的，可以遵循许多基本规则。
从热噪声开始，根据
公式可以很明显地看到两种主要的降低噪声的可行方法。要么减小电阻值，要么减小电路带宽（因为在大多数情况下，对电路进行制冷都是不切实际的）。
所有先前给定工作电路的平均器级的输入电阻器很容易成为此类误差的主要根源，因为需要使它们相对于称重传感器的阻抗变化足够大，以适当地淹没这些变化。这使得选择电阻值的问题变得最小，该电阻值使潜在的称重传感器阻抗失配和热噪声的组合所引起的总误差最小。在后面的电路中选择的100 kOhm值是通用电路的合理起点，但是这可能会根据所使用的称重传感器，必要的带宽以及可接受的引入噪声而变化。
限制带宽可能相对容易。本文中没有电路包含任何额外的滤波来这样做，因为必要的带宽还很大程度上取决于特定的应用。降噪技术（尤其是运放方面的技术）本身就是一本好书，但即使是由几个放置适当且值正确的电容器提供的最基本的滤波也已足够。具有多个运算放大器级还为多个滤波器级提供了机会，这是一个不错的选择。
为了简单易行，请考虑通过在每个级上添加单极点低通滤波来简单地限制带宽。通过三个阶段，并在每个阶段设置相同的极点频率，可以为应用选择一个以所选极点频率折弯的60 dB /十进制滤波器。对于具有固定增益级的电路，所有这一切都将在均值器级的GND的每个正运算放大器输入处采用等值电容，等值电容与反馈电阻并联，而其他值匹配电阻与GND并联在差动放大器级中，一个电容器与同相放大器级的反馈电阻并联。对于具有可调增益级的电路（带微调电位器的手动电路或带数字电位器的自动电路）来说，要复杂一点，因为随着电位计设置的改变，极点频率当然会发生变化。在那种情况下，如果来自平均器级的单极点不足，则只要设计者理解并考虑了该移位极点频率，仍然可以按照指示放置固定电容器。或者，一个增益级可以通过附加滤波来固定，而剩余的增益级可以根据需要动态调整（对于两极系统来说是一个折衷方案）。还可以在差动放大器级的正负输入之间添加一个差分滤波器电容，或每个称重传感器信号之间的正极线和负极线。关键是，设计师有如果他们需要的话，所有这些通用性都可以做到，对于他们的特定应用而言，它可以做的最有意义的事情。
为了限制由热电效应引起的误差，在这种情况下，所有组件与PCB之间的焊点都非常简单。实际上，此建议也适用于减少其他噪声误差源。一般建议是，良好的PCB布局，尤其是对于热电效应，尽可能使PCB布局对称。如果遵循关于精密模拟电路的通常最佳实践规则，那么良好的PCB布局（可以并且确实可以满足）的另一个主题并没有那么复杂。使用尽可能少的过孔（最好为零）使走线尽可能短，以设置的间隔差异地走线的差分对，使同一信号路径的组件保持紧密相邻（尤其是滤波器组件），保持可能引起干扰的网络物理上相距很远的耦合/干扰，
考虑一下给定电路可能存在的固有对称性（一直到同相增益级），这在PCB布局中可能是一个巨大的优势。使所有内容尽可能地对称将利用差分放大器级，由于两个平均器输出相减，只要在两个信号路径中一直看到相同数量的误差，直到实际上，这些误差都会抵消掉这些误差。差动放大器。由于差动放大器级还包括增益，因此在同相增益级中缺乏对称性的问题就不那么重要了，这就是为什么前面提到在差动放大器级中具有较高增益可能是可取的，GND。这些只是为设计师提供的更多自由度。
无论如何都应该尽可能地做到这一点吗？
是的。这可能不是模拟发烧友所期望的答案，但我也是一位务实的工程师，当今电子产品的现实是，是的，在数字领域中尽可能多地做到这一点很有意义。实际上，当今许多集成电路基本上都为用户完成了所有这些事情，而且它们体积更小，并且在硅片上，有许多方法可以减少错误源，这是硅片以外的人所无法企及的。在这篇文章中给出的电路的唯一真正的优势是为设计师，通用性可能速度，并可能成本。速度可能不正确，因为诸如DSP甚至某些微控制器之类的现代数字滤波都可以克服模拟滤波带来的固有时间延迟。当然，对于任何解决方案，模拟滤波都可以完全忽略，而数字化可以在后端进行数字噪声滤波。成本实际上取决于要考虑的集成电路的高端程度，以及设计者为上述集成度较低的解决方案选择的零件BOM的成本如何。有很多变化，某些多合一IC可能会变得非常昂贵。这是完成相同任务的集成电路的两个示例。
该ADUCM361都可以使用。它不仅集成了前端多路复用器（具有差分信号功能），该多路复用器可以处理所有称重传感器信号输出，缓冲，高达128的可配置增益以及具有精密基准的24位Sigma-Delta ADC，而且还可以实现包括一个完整的微控制器以及一系列数字外围设备。该ADUCM360相同，但是在多路复用器之后包括两个完整的模拟信号链，以及一个额外的24位Sigma-Delta ADC，使吞吐量翻了一番。当然，这更多是一种片上系统解决方案，这取决于所包含的微控制器对于所讨论的系统是方便还是不利。它是系统中唯一需要的微控制器，还是在制造过程中需要花钱，而在软件开发过程中需要花钱的又一件事呢？
找到的最便宜的方法是NAU7802SGI TR-ND。它需要两个，或者一个额外的前端差分多路复用器，但是它集成了一个双通道差分输入多路复用器，缓冲，高达128的可配置增益以及带有板载基准和振荡器的24位Sigma-Delta。以非常低的价格。毫无疑问，这里没有什么是高端产品，但是如果所需的只是应用程序的基本解决方案，并且性能不是太关键，那么低价和降低的系统复杂性将是不容忽视的。
